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高边和低边电流检测技术分析...

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yulzhu 发布于: 2015-5-29 02:12 AM 3212 次浏览 9 位用户参与讨论
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当代电子系统中的电源管理可以通过高效的电源分配优化系统效率。电流检测是电源管理的关键技术之一,它不仅有助于保持理想的电压等级,而且能通过提供伺服调整保持电子系统处于正常状态,同时还能防止发生电路故障和电池过度放电。电流的检测有两种基本的方案。一种是测量电流流过的导体周围的磁场,另一种是在电流路径中插入一个小电阻,然后测量电阻上的压降。第一种方法不会引起干扰或引入插损,但成本相对比较昂贵,而且容易产生非线性效应和温度系数误差。因此磁场检测方法通常局限于能够承受与无插损相关的较高成本的应用。
本文主要讨论半导体行业中已经得到应用的电阻检测技术,它能为各种应用提供精确且高性价比的直流电流测量结果。本文还介绍了高边和低边检测原理,并通过实际例子帮助设计师选择适合自己应用的最佳方法。
电阻检测
在电流路径中以串联的方式插入一个低阻值的检测电阻会形成一个小的电压降,该压降可被放大从而被当作一个正比于电流的信号。然而,根据具体应用环境和检测电阻的位置,这种技术将对检测放大器造成不同的挑战。
比如将检测电阻放在负载和电路地之间,那么该电阻上形成的压降可以用简单的运放进行放大(见图1B)。这种方法被称为低边电流检测,与之相对应的方法为高边检测,即检测电阻放在电源和负载之间(见图1A)。
图1:上面简化的框图描述了一种基本的高边检测电路(图1A)和一种基本的低边检测电路(图1B)。
图1:上面简化的框图描述了一种基本的高边检测电路(图1A)和一种基本的低边检测电路(图1B)。
检测电阻值应尽可能低,以保持功耗可控,但也要足够大,以便产生能被检测放大器检测到并在目标精度内的电压。值得注意的是,在检测电阻上得到的这种差分检测信号寄生在一个共模电压上,这个共模电压对低边检测方法来说接近地电平(0V),但对高边检测方法来说就接近电源电压。这样,测量放大器的输入共模电压范围对低边方案来说应包含地,对高边方案来说应包含电源电压。
由于低边检测时的共模电压接近地电平,因此电流检测电压可以用一个低成本、低电压的运放进行放大。低边电流检测简单且成本低,但许多应用不能容忍由于检测电阻引入的地线干扰。较高的负载电流会使问题更加严重,因为系统中地电平被低边电流检测偏移的某个模块可能需要与地电位没变的其他模块进行通信。
为了更好地理解这个问题,可以看一下图2中采用低边电流检测技术的“智能电池”充电器,其中AC/DC转换器的输出连接到了“2线”智能电池。
图2:采用低边电流检测技术的“智能电池”。
图2:采用低边电流检测技术的“智能电池”。
这种电池通常采用单线来传递指示电池状态的电池细节信息,还有一根线用于温度测量,出于安全的原因,这根线与负极和正极端子是隔离的。为了检测电池温度,电池通常内置一个热敏电阻,由该电阻提供正比于电池负极电压的输出信号。
当采用低边检测方案时,可按照如图2底部所示的方式插入检测电阻。由电池电流产生的检测电压经放大后馈入控制器,再由控制器做出一些必要的处理来调整功率流。由于检测电压随电池电流而变,这样就会改变电池负极的电压,而温度输出是以负极端子作为基准信号因此就导致温度输出不精确。
低边检测的另外一个主要缺点,体现在电池和地之间意外短路所导致的短路电流不能被检测到。在图2所示电路中,正极电源和地之间短路会产生足够毁坏MOS开关(S1)的大电流。然而,尽管有这样的问题,低边检测方案的简单和低成本使得它对那些短路保护不是必要的应用来说有很大的吸引力,因为在这种应用中地线干扰是可以容忍的。
为什么要用高边检测?
高边电流检测(图1b)指的是将检测电阻放在电源电压和负载之间的高位。这种放置方式不仅消除了低边检测方案中产生的地线干扰,还能检测到电池到系统地的意外短路。
然而,高边检测要求检测放大器处理接近电源电压的共模电压。这种共模电压值范围很宽,从监视处理器内核电压要求的电平(约1V)到在工业、汽车和电信应用常见的数百伏电压不等。应用案例包括典型笔记本电脑的电池电压(17到20V),汽车应用中的12V、24V或48V电池,48V电信应用,高压电机控制应用,用于雪崩二极管和PIN二极管的电流检测以及高压LED背光灯等。因此,高边电流检测的一个重要优势,那就是检测放大器具备处理较大共模电压的能力。


传统高边电流检测放大器
对于工作在5V的典型低压应用来说,高边检测放大器可采用简单的仪表放大器(IA)。然而,不同的IA架构有着不同的限制,如有限的输入共模电压范围。另外,IA也比较昂贵,而且在较高共模电压时,低压IA根本无法工作。因此设计高压高边电流检测所需的放大器是一个艰巨的挑战。
解决这个问题的一个直截了当的方法,就是使用简单的电阻分压器来降低高边共模电压,让这个共模电压落在检测运放的输入共模范围内。然而,这种方法不仅体积大,成本高,而且像下文说明的那样还可能无法提供精确的结果。
让我们考虑这样一个例子:在检测电阻上产生100mV检测电压,该电压寄生在10V的共模电压上。对应100mV满幅检测电压的理想输出是2.5V,最差精度指标是1%。
采用图3所示的简单电阻分压器可将10V共模电压减小10倍。
图3:实现传统高边电流检测的电路。
图3:实现传统高边电流检测的电路。
配置为差分放大器的运放A1能很轻松地处理1V共模电压。但Vsense(100mV)同样也被缩小了10倍,因此在差分放大器A1的输入端检测电压只有10mV。为了提供要求的2.5V满刻度电平,还必须引入第二个放大器A2,并设置为250倍的增益。
值得注意的是,A1的输入偏移电压无衰减地出现在其输出端,同时出现在A2输入端,然后被放大250倍。由于这些偏移电压是不相关的,它们在A2输入端可能整合为一个平方根和(RSS),并形成等效偏移电压。假设两个运放都有1mV的输入偏移电压,那么等效偏移电压为:

其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压。

因此由上述公式可以得出A2输出端仅由输入偏移电压所引起的误差电压为:
250(1.4mV) = 350mV
这样,运放偏移电压造成了14%的系统误差。
电阻比失配对CMRR的影响
第二个主要的误差源,是来自与放大器A1的电阻臂相关的公差。A1的CMRR很大程度上取决于电阻增益设置臂R2/R1和R4/R3之比值。两个臂中电阻比值即使差1%,也会产生90μV/V的输出共模增益。
使用1%公差的电阻时,电阻臂比值最大变化为±2%,相当于最坏情况下3.6mV/V的共模电压误差。这样,10V的输入共模电压变化将在A1输出端产生高达36mV的误差(电阻臂变化1%时的误差为0.9mV)。36mV的误差显然是不能接受的,因为它将导致增益为250的A2出现饱和!即使电阻臂比值变化1%也会产生放大的误差电压0.9mVx250=225mV。
总误差
总误差等于A1输入偏移电压、A2输入偏移电压、以及由电阻精度引起的误差电压的RSS总和。如上所述,电阻%1的精度变化加上10V的共模电压变化本身就会产生最大36mV的误差,并使A2饱和。假设电阻臂R2/R1和R4/R3之间的比值只变化1%,输出误差也将高达0.9mV。因此总的RSS输入误差电压为:

其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压,VOS_MISMATCH是由于电阻臂比值1%的变化引起的输入误差电压:

即使我们忽略温度变化,由于放大器A1和A2的偏移电压以及电阻臂比值1%的失配引起的总误差也可能高达1.67mVx250=417.5mV,是满刻度输出的16.7%。换句话说,417.5mV误差电压看上去像是417.5mV/25 = 16.7mV的输入偏移误差,这显然是不可接受的。
总误差可以通过使用更高精度的电阻(0.1%)、或具有更好偏移电压规格的放大器来缩小。但这些措施将进一步增加本来就已经包含了众多元件的系统的成本。
另外,即使没有负载,电阻分压器R4/R3和R2/R1也提供了电源电流到地的流通路径。这种到地的低共模阻抗在电池供电设备中很关键,因为电阻路径中的漏电会迅速泄漏电池能量。

专用高边电流检测放大器
综上所述,理想的器件不仅要能检测较高共模电压上的电压,而且要具有非常好的CMRR和低输入偏移电压。图4中基本的高边电流检测放大器(CSA)已经能以IC的形式买到,并采用小型封装以最小化电路板尺寸。生产这种IC时使用的高压制造工艺允许它们即使是在低至2.8V电源电压下工作也能处理高达80V以上的共模电压。
图4:包含这些基本元件的集成高边电流检测放大器。(负载、电流镜像、缓冲器)
图4:包含这些基本元件的集成高边电流检测放大器。(负载、电流镜像、缓冲器)
电流流经图4中的检测电阻会产生一个很小的差分电压,该电压必定通过增益电阻RG1。而(正比于检测电压的)这个电流被镜像和处理后提供以地为参考的输出电流,从而完成从高边的理想电平偏移。这个电流输出可以通过流经一个电阻或电压缓冲器而转换为电压。
美信公司的这个高边CSA具有以下一些特性:该芯片有非常高的共模输入阻抗,最小的输入偏移电压,低于1%的精度指标和典型100dB的CMRR。这些特性为传统高边CSA中常见的问题提供了高性价比的解决方案。其小型封装(2.2mmx2.4mm SC70,3mmx3mm SOT,1mmx1.5mm USCP等)使电路板尺寸得以保持最小。
这些高边放大器可以适合众多应用中的低成本电流检测使用,每一种放大器都针对特定应用作了优化。例如,MAX4372、MAX9928/29和MAX9938适合电池供电的设备,而MAX9937和MAX4080非常适合工业系统,MAX4069和MAX9923则是需要超低偏移电流应用的最好选择。由于不使用低边电流检测方案,所有这些IC有效地避免了地弹电压和短路检测功能缺失的问题。
作者:Arpit Mehta
策略应用工程师
多媒体业务部
Maxim Integrated Products公司
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yulzhu 发表于 2015-5-29 02:15 AM
绝大多数的模拟芯片(比较器、运算放大器、仪表放大器、基准源和滤波器等)都是用来处理电压信号的。当用来处理电流信号时,设计
师的选择就较少了,且头痛的事情也比较多。这是很不幸的,因为直接监控和测量电流具有很大的优点。对于电机力矩、螺线管力、LED亮度、太阳能电池光照以
及电池能量等参数,通过观测电流是最好的监控方式。因此需要一个能够精密地检测电流并将该电流转换成易于常见的电压型器件(放大器、比较器和ADC等)进
行放大、调节和测量的电压的电路。尽管一只电阻就可以将电流转换成电压,但电阻自身却无法提供完整方案。最常用的方案是采用一只检测
电阻,将该电阻直接串联在电流通道中,再用一个放大器来隔离并调节电阻上的电压(VSENSE)。

图1:电流检测电路的原理。
图1:电流检测电路的原理。

图2:实际的电流检测电路。
图2:实际的电流检测电路。


合使用放大器和检测电阻
乍看起来,将一只电阻器与地串联起来似乎与最直接的电流检测方案很相似。这种技术就是众所周
知的低端电流检测(图3A),该技术要求没有接地路径存在,因为接地路径会对检测电阻器周边的电流分流,或者说会使相邻电路贡献电流。特别是当机械外壳是
系统地的话,要串联进一只检测电阻器将是不实际的。同样,由于地并非良导体,系统中不同点的接地电压会不一致,从而在精密测量中需要采用一个差分放大器
(图3B)。

点击看大图
图3A:低端电流检测拓扑。

图3B:低端电流检测电路实现。
图3B:低端电流检测电路实现。


实现低端电流检测时有一个非常严重的问题。在接地路径中采用一只电阻器,意味着负载的地电位随着电流的变化而变化。这将引起系统的共模误差,并在与要求相同地电位的其他系统连接时出现问题。因为VSENSE的幅度将影响分辨
率,设计师需要在分辨率和接地噪声方面进行权衡。100mV的VSENSE满量程将转换成100mV的注入接地噪声。但是,可以通过将电流检测电阻器置于
电源和负载之间来避免出现上述地电平的变化问题。
这种替代方案被称作为高端电流检测。同样,位于检测电阻两端的差分电压提供
了直接的电流测量,但在电阻器的两端存在一个非零的共模电压。因此该电路也提出了技术挑战,即必须将微小的差分检测电压与来自电源的共模电压区分开来(图
4)。

图4:高端电流检测。
图4:高端电流检测。

对于低压系
统,仪表放大器或轨到轨差分放大器足以用来实现高端检测电阻器的检测。放大器的输出必须转换到地,且不能增加太大的误差。而到电源电压非常高时,就需要采
用电路将VSENSE降低到放大器的共模范围内,或者将放大器悬浮到电源电压上。这样,除了增大电路板空间和成本外,该技术还假定了共模电压必须位于一个
很小的规定范围内。对于绝大多数的电流检测应用,能够预测大的共模波动是非常有用的。例如,如果在电源电压下降时电流检测电路仍能工作的话,就可以指示出
究竟是电源还是负载出现了问题,电流过大时意味着限流机制或负载发生了故障,反之,过小时则说明是电源的故障。另一方面,电流检测电路可能面对超过电源电
压的共模电压。许多电流型器件,例如电机和螺线管,都呈感性,流通电流的快速变化会引起电感性回扫,从而在检测电阻器上产生大的电压摆幅。也正是在这些情
况下放大器显得最有用1。
简单方案
为了解决电流检测的技术挑战,出现了高端电流检测放大器。这些特殊的放大器能够从高共模电压中提取由流经小检
测电阻的电流产生的低差分电压。该检测电压然后被放大并被转换成以地为基准的信号。图5给出了高端电流检测放大器的基本拓扑结构。在这种情况下,放大器将
一个等效于VSENSE的电压强加到RIN上。通过RIN的电流被迫通过ROUT,从而产生一个以地为基准的电压。
很显然,对于基本的高端电流检测放大器来说,要求具有高输入阻抗,具有高精度的高增益,具有良好共模抑制性能的宽共模范围。还有一点不太明显的是放大器的精度也很重要。

图5:基本的高端电流检测放大器。
图5:基本的高端电流检测放大器。

1
对于开关或整流型负载,在开关和负载之间安置一个传感电阻器将会在放大器端引起一个较大的、且频率可能很高的共模电压。即便是放大器具有很高的共模抑制能
力,当出现很大的高频共模电压时,也会导致CMRR误差。为了避免这一不必要的难题,传感电阻器应该对着电源放置,以免受到整流电压的影响。

抗是关键
理想情况下,电流和电压检测都不应影响所连接的负载。这意味着电压检测器件应该具有近似无穷大的输入阻抗,
这样才能确保对负载没有明显的分流。相反,电流检测应该具有近似为零的输入阻抗,这样才能确保加到负载上的电压不会明显降低。高端电流检测电路(放大器+
电阻器)应满足这两项要求。用来检测RSENSE上电压的放大器必须具有高输入阻抗,而用来检测负载电流的电阻则必须非常小。

了进一步证明这一点,可以尝试使用大检测电阻。随着串联电阻的增加,负载上的电压下降。外部串联的电阻是消耗能量的原因,过大的检测电阻还会导致过度的热
耗散,从而引起长期的可靠性问题。
那么,是否有任何理由来使用大电阻呢?使用大电阻的主要优点是增加总的输出电压(等式
1)。这在放大器的增益固定或增益可配置能力有限时是有用的。

对检测电阻的大小有一个限制。放大器的输入范围和最大期望电流将决定最大的可用检测
电阻(等式2)。

例如,如果通过检测电阻的最大电流(ISENSE_MAX)预期为50mA,而高端
电流检测放大器所能接收的最大输入电压为250mV(VSENSE_MAX),则最大检测电阻为5ohms (RSENSE_MAX)。

论上,不应该强迫设计师通过增加检测电阻来补偿放大器。只要放大器能够以足够的增益和精度工作,设计师就应该使用最小可接受的检测电阻。这可以根据电流检
测放大器的输入偏置电压和必须处理的最小电流来计算。

例如,如果需要1mA的分辨率(IRES),而高端电流检测放大器的偏置电压是
1mV (VOFFSET),最大检测电阻则应为1ohm
(RSENSE_MIN)。方程3强调了一个关键点,即最小检测电阻直接与高端电流检测放大器的偏置电压有关。






密切关注先进的电流检测放大器
由于具有高端电流检测的精度,新一代高端电流检测放大器的性能相对于上一代有了显著的改
善。例如,凌力尔特科技公司的LTC6102就是一款结合了零漂移技术的最新高端电流检测放大器。该放大器的输入偏置电压只有10μV,最大偏置漂移只有
50nV/℃。与上一代的电流检测放大器相比,LTC6102可以使用更小的检测电阻2。如果系统能够允许更大的VSENSE,
LTC6102可以接收高达2V的检测电压。这种组合偏置加上这一最大检测电压可以使放大器提供106dB的动态范围,从而能够处理来自电流放大器的微安
级电流。用它可以检测更小的电流,因为可以利用外部电阻达到任意的增益值。通过利用精密电阻器,增益精度可以优于99%。



图6:凌力尔特科技公司的LTC6102可以直接实现高端电流检测。配置该器件只需一个RSENSE和两个增益电阻器。设计师可以通过选择RIN和
ROUT来定制功耗、响应时间以及输入/输出阻抗特性。

LTC6102也并不牺牲其他重要的电流检测功能。高
输入阻抗将输入偏置电流限制在300pA以下。LTC6102在高达105V的共模输入电压条件下仍能工作。共模抑制达到130dB,在100V的共模输
入电压范围内所贡献的偏差小于32 uV3。在故障保护方面,该器件的响应时间为1usec,因此在负载或电源发生意外时能够迅速地关断电源。
2
与具有1mV偏置电压和1 uV/℃漂移的典型高端电流检测放大器相比,LTC6102具有最小的理论检测电阻值(RSENSE_MIN,
等式3),对于任何给定的电流分辨率(IRES) 而言都要小99%。
3共模抑制等于20 * Log [VCM / VOS]。

文小结
高端电流检测放大器为检测和控制电流提供了诸多内在的优势。先进的电池管理和电机控制技术就是很好的一些实际
应用案例,它们对具有更高共模电压、更高准确度和更高精度的电流检测放大器提出迫切需求。业界领先的LTC6102由于具有强大的功能和出色的精度而得到
了业界的青睐。目前的高端电流检测放大器已经达到了业界领先精度的运算放大器的性能水平,为设计师提供了一个简单、多功能和高精度的选择,可以完全替代过
去精度低而且复杂的电流检测电路。
有关更多电流检测方面的信息,请参考凌力尔特科技公司编写的ISENSE应用手册,其中收
集了许多电流检测电路,读者可以到www.linear.com/currentsense下载。

者:Grey Zimmer

凌力尔特科技公司

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yulzhu 发表于 2015-5-29 02:19 AM
尽管满摆幅(rail-to-rail)运算放大器现在是一种公认的高端直流(dc)电流检测方法,但可靠的电路仍然需要仔细的分
析与设计。


  在负载的高端进行电流检测通常是可取的。不过,为了成功地实现这种方法,工程师们必须克服一些设计障碍。现在,
由于可以得到满摆幅运算放大器,图1所示电路业



已成为一种受欢迎的高端直流检测手段。这种电路受欢迎有几个原因,
它以单电源供电,电源电压范围宽,因而适用于高端或低端电流检测。输入CMRR(共模抑制比)也与运算放大器本身的基本抑制特性相当,并且不依赖于电阻器
的匹配。该电路的增益和输入输出电压范围设置方便,可达到±1%乃至更佳测量精度。只要元件选择得当,它还可以在很宽的温度范围内工作,并且不需要“特殊
功能”IC或单电源IC。
  本例采用的满摆幅运算放大器的优点是,输入共模范围可以一直“达到”正电源电压。大多数常规运算放大器的输入电压范
围仅仅在正电源电压的大约1V或2V
以内。在选择满摆幅运算放大器时要小心谨慎。制造商可能使用这一术语来表示输入电压范围、输出电压范围或同时表示输入和输出电压范围。在本例应用中,满摆
幅运算放大器的主要特性是,其输入范围包含正电
源电压。刚上市的一些运算放大器都具有高端检测所必需的这一特性,不过这些器件并没有归类为满摆幅运算放大器;其中一个例子就是LF355
FET输入型运算放大器。



图1,这一基本的直流电流检测电路具有良好的测量精度,可
在很宽的温度范围内工作,不需要独家生产的集成电路。

  图
1所示电路先检测电流检测电阻器两端的压降,然后调节输出晶体管的工作点,从而在ROUT和由RIN形成的
反馈路径中产生同样的电流。由于本例中的晶体管具有反相响应,你必须将反馈路径接回到同相输入端,以获得完全的负反馈响应。该电路的传递函数为:


  这个电路存在几个潜在的误差来源。很显然,你要确保电流检测电阻器具有应用所必需的精确度。再者,你要确保增
益电阻器(ROUT/RIN)很精确。R'IN是选件,用来进一步降低由运算放大器
的输入偏置电流引起的任何失调误差。除此之外,你还得在输出晶体管上费些脑筋。如果你使用双极结型晶体管,则附加的基极电流会产生输出误差。如果双极结型
晶体管具有的β为100(β=100),你就可以预料到输出会提高1%(即1/β,用百分比表示)。你可以用达林顿晶体管来大大降低这种误差。此外,你也
可以使用MOSFET,这种器件因其源极电流和漏极电流完全相同,不存在这种等效的基极电流误差。但是,由于可能存在由MOSFET漏电流引起的误差,所
以漏电流小的器件是最佳选择。这种漏电流只是在测量零电流或甚小电流值时才会产生误差,但是不会像双极结型晶体管那样产生“增益”误差。
  最后
一个要解决的问题是输入和输出的滤波。在大多数情况下,增加一只与ROUT并联的电容器就绰绰有余了。这样做就可给出如下熟悉的滤
波响应:


  如果输出必须对负载电流的快速变化迅速做出响应,则你要确保输出滤波器符合必要的上升/下降时间要求。你可以
通过以下公式快速估算该值:



  如果你的电路必须在辐射电平和传导噪声电平很高的恶劣环境
下工作,则要确保检测引脚尽可能短并减小这些引脚之间的环路面积。不要把电容器直接接在运算放大器的反相引脚和同相引脚之间;这样做可能会导致严重的稳定
性问题。如果你坚持要在输入端增加滤波功能,那就要采用图2所示的安排。CDIFF有助于限制差分噪声的带宽,在其他情况下,这种
噪声会被作为合法信号加以放大和处理。元件参数值如图2所示时,3-dB带宽大约为800 Hz。修改输出级(ROUT和COUT
还可以进一步提高过滤功能。

图2,输入滤波能使在噪声很大的环境中工作的直流电流检测电路稳定工作。

  运算放大器能充分抑制共模噪声,如60-Hz噪声,但是其抑制共模噪声的能力随频
率的升高而降低。在这一方面,可以在运算放大器不起作用处增加共模电容器(CCM)来滤除共模噪声。在所给的例子中,f3dB-
CM设置为大约160 kHz。不要使用电容量较大的CCM来进一步改善共模抑制性能。如果CCM电容器的
电容值太大,匹配又不良,共模噪声就会转换成(由于电容器值失配而引起的)差模信号,于是,放大器会将其作为合法信号来处理。
  一个经验法则是
选用对设定输入带宽最有意义的CDIFF值。然后,选用CCM,使其电容量小到1/10,最好为1
/100。并要确保这些电容器具有合理的容差和良好匹配。温度系数很小的陶瓷电容器价格低廉,非常适合用做CCM。此外,还要记住
运算放大器电源引脚之间适当去耦也是非常重要的,因为传导
  
噪声也可通过电源进入,尤其是在运算放大器直接由高端电源线供电(如图所示)时。
 
  该电路的输出阻抗等于ROUT,因此,如果你将该电路输出端连接到一个具有相对较低输入阻抗的
ADC(例如许多微控制器中的ADC),那就要使用跟随器来缓冲输出,以防
止输出端无谓加载和引起重大差错。幸运的是,如果使用的是双运算放大器,就可以将剩余的运算放大器配置成跟随器,从而在不增加空间的情况
下,很方便地完成这一任务。
  规定使用±15V电源的满摆幅运算放大器,可以由高达30V的电源供电。在由较高电压的电源供电时,图3所示电路
非常理想。运算放大器仅承受齐纳稳压器两端的电压,而输出晶体管则提供必要的
以地为基准的电平移动。对高端电压最大值的唯一限制是,它不可超过输出晶体管的额定击穿电压。




3,在进行高压直流电流检测的场合,齐纳稳压器为运算放大器提供
了一个高端基准电源。

  要注意的是,运算放大器的参考点是
相对于其V+电源端的,而在前面电路中则是相对于V-电源端的。这就要求你用npn晶体管(或n沟道FET)去替换pnp晶体管(或p沟道FET),并观
察反相和同相输入端的合适取向。在其他情况下,适用于前面电路的公式、论述





、滤波技术和工作原理同样适用于这一电路。这个电路的唯一不利之处
是,如果输出要求缓冲的话,它必须使用一个独立的运算放大器。
  这些电路都很灵活,通常具有良好的性能。不过,根据运算放大器、晶体管和滤波器
电路的最终选用情况,进行测试并确保在整个预期的电流测量范围内具有足够的顺应性,这始终不失为明智之举。你只要在电路受到负载电流阶跃变化时,用示波器
监测基极电压或栅极电压,就可以验证这一稳定性。
  表1列出了现成的电流检测集成器件,这些器件的体系结构与本文中所述的相同。不过,尽管表1
所列的许多器件可能相互之间“功能相同”,但不可能找到任何一种非独家生产的器件。在选用这样一种器件时,要确保其电压额定值在设计的电源电压范围之内。
有些器件可进行双向电流检测,并可能具有比较器来提供“行程”指示。有些器件的实际额定工作温度为-40℃至+125℃,使其在汽车和工业中的应用范围得
以扩大。
  IR21XX系列的独特之处在于,其浮动沟道体系结构允许在高达600V的电位下进行高/低端电流检测。其输出不是模拟电压,而是正比于被测电流的输出脉冲宽度。它允许在没有ADC的情况下
进行微处理器接口。此外,它还可通过光耦合器来传
递脉冲宽度,实现真正的隔离。
  表1还列出了一些可供选用的霍尔效应型电流检测器件。霍尔效应型电流检测可实现电流变压器那样的完全隔离;两者
的区别就在于霍尔效应既适合直流电流检测又适合交流电流检测。
  表1所列器件绝非完整无缺,许多制造商会定期在其产品系列中增加电流检测器件,
并且以甚至更快的速度淘汰一些产品。




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brbl 发表于 2015-7-24 08:40 AM
对于电流检测,过去的二十年间两种不同原理
的检测方法占据着这个市场,基于磁场的检测方法和基于分流器的检测方法。基于磁场的检测方法(以电流互感器和霍尔传感器为代表)具有良好的隔离和较低的功率损耗等优点,因此主要在驱动技术
和大电流领域被电子工程师们选用,但它的缺点是体积较大,补偿特性、线性以及温度特性不理想。

  在过去的几年间,由于小体积的高精度低阻值电阻器的实用化,以及数据采集和处理器性能的大幅度提升,已经导致传统的基于分流器的电流检测方法的
技术革新,并使新的应用成为可能,这在十年前,是无法想象的。

  车身电子控制系统的工作电流大多在1-100A之间,在特殊情况下(例如氧传感器加热),会有短时间200-300A的电流,车辆的启动电流甚
至高达1500A。在电池电源管理系统中,还有更极端的情况,车辆运行时持续电流为
100-300A,而在静止状态,电流只有几毫安,这也需要被精确检测出来。

  基本原理

  根据欧姆定律,当被测电流流过电阻时,电阻两端的电压与电流成正比。当1W的电阻通过的电流为几百毫安时,这种设计是没有问题的。然而如果电流
达到
10-20A,情况就完全不同,因为在电阻上损耗的功率(P=I2xR)就不容忽视了。我们可以通过降低电阻阻值来降低功率损耗,但电阻两端的电压也会相
应降低,所以基于取样分辨率的考虑,电阻的阻值也不允许太低。

  通常,下面的公式适用于计算电阻两端的电压:

  U=RxI+Uth+Uind +Uiext+......

  其中Uth是热电动势,Uind 是感应电压,Uiext是PCB引线上微小电流引起的压降。

  其中与电流无关的因素而导致的误差电压能够直接影响到测量的精度,因此设计者应该了解这些因素并通过精心的电路板布局,尤其是选择合适的元件来
降低相关的影响。

  很多种导电材料可以用来制造电阻,但是这样的元件并不太适合做电流取样。因为电阻阻值与温度,时间,电压和频率等参数有关,R=R
(T,t,P,Hz,U,A,m,p,...)。

表1 实际的电阻性能或多或少都和它的基础材料以及生产制程有关



  理想的电流检测电阻应该完全与这些参数无关,当然这样的电阻是不存在的。实际的电阻特性见表1,包括温度系数
TCR,长期稳定性,热电动势,负载能力,电感和线性度,其中的部分特性由材料本身决定;部分特性由元件设计决定,还有一些参数决定于生产制程。

  早在1889年,德国Isabellenhuette公司发明了精密电阻合金锰镍铜(Manganin),其优良的特性奠定了精密测量技术的基
础,后来该公司又发明了Isaohm 和 Zeranin,它们的电阻系数分别达到132mW xcm和29mW
xcm,使电阻合金的家族更加完善,所有这些合金都极大地满足了全球对电阻材料的需求并且长期被精密电阻厂商成功应用。

  过去25年,为了应对基于磁场的电流检测方法的发展,Isabellenhuette公司致力于通过对分流器电阻进行物理优化进而扩展分流器的
电流检测的量程。与此同时,半导体公司已经改进了运算放大器的诸多特性比如漂移,温度系数和噪声,这促使电子工程师可以在设计中
选用毫欧级阻值的分流电阻,解决了大电流条件下的高功率损耗问题。但随之而来的代价是因为干扰和热电效应等因素而引起的相关误差也大大增加,因此降低寄生
电感和抑制热电动势就显得特别重要。

  温度系数

  图1 是锰镍铜合金
阻的典型温度特性曲线,温度系数TCR单位为ppm/K,在20或25℃ 时,TCR=[R(T)-R(T0)]/R(T0)
×(T-T0),对于温度系数的定义,制造商标明温度的上限是必要的,举例说明在+20
-+60℃的温度范围内,测量系统经常选用TCR为几百个ppm/K 的低阻值的厚膜电阻器,图1中红色曲线表示TCR 为200
ppm/K的电阻器的温度特性,即使在如此小的范围内,+50℃的温度变化就足以导致阻值变化超过1%,这样的电阻是不能用于精确电流测量的,有些测量设
备制造商甚至使用PCB走线的铜膜作为电流取样电阻,铜的TCR是4000 ppm/K(or
0.4%/K),2.5℃的温度变化就足以造成1%的误差。


图1
  锰镍铜合金电阻的典型温度特性曲线

  热电动势

  当温度轻微升高或者降低时,在不同材料的接触面上会产生热电势,这种效应对低阻值电阻的影响非常重要,尽管通常情况下热电势数值非常小,但微伏
级的热电势能够严重地影响测量结果。

  

  直到今天,电阻合金康铜依旧是绕线和冲压分流器(在片状材料上进行模压)的主要材料,尽管它有良好的TCR,但其对铜的热电势高达
40mV/K。例如,使用1毫欧的分流电阻检测4A电流,10℃的温差就能产生400mV的电压差,相当于测量结果误差增大了10%。更严
重的情况是,假如考虑到电阻尺寸,经常被忽略的珀尔帖效应(Peltier
effect)可以通过接触面之间的相互加热或降温作用,将温差增大到20℃以上(非常极端的例子是焊接部位熔化)。即使被测电路工作在恒定电流状态下,
由于珀尔帖效应(Peltier
effect)而产生的温差也会导致有电压存在,显示电流是不恒定的。关断电流之后,在温差消失之前,测量结果会显示有明显的电流存在,根据设计和阻值的
不同,电流误差能有几个百分点或达到几个安培。而前面提到的精密电阻合金的热电特性和铜非常接近,金属和金属的接触面不会产生热电压,设计者甚至可以忽略
珀尔帖效应(Peltier
effect)。比如使用一只0.3mW的电阻,产生的热电压小于1mV,在关掉100A电流的时侯,热电势产生的电流小于3mA。


  长期稳定性

  对于任何传感器来说,长期稳定性都非常重要。甚至在使用
了一些年后,人们都希望还能维持早期的精度。这就意味着电阻材料在寿命周期内一定要抗腐蚀,并且合金成分不能改变。要使测量元件满足这些要求,可以使用同
质复合晶体组成的合金,通过退火和稳定处理的生产制程,以达到基本热力学状态。这样的合金的稳定性可以达到ppm/年的数量级,使其能用于标准电阻。

  图2
是表面贴装电阻的典型长期稳定性曲线,可以看出在140℃下老化1000小时后阻值只有大约-0.2%的轻微漂移,这是由于生产过程中轻微变形而导致的晶
格缺损造成的。阻值漂移很大程度上由高温决定,因此在较低的温度下比如+100℃,这种漂移实际是检测不出来的。

表面贴装电阻的典型长期稳定性曲线
图2
  表面贴装电阻的典型长期稳定性曲线

  四端子连接

  在低阻值电阻中,端子的阻值和温度系数的影响往往是不能忽略的,实际设计中应充分考虑这些因素,可以使用附加的取样端子直接测量金属材料两端的
电压。如图3所示,一个四端子的连接将允许测量系统实际用到的阻值为R0,而普通的连接的阻值为R0+2xRCu 。例如,10 mm长0.3
mm线径的铜线会增加2.4 mW的RCu阻值,4mm长0.2mm宽 35mm厚度的PCB引线的RCu阻值是10mW。


图3
  一个四端子的连接将允许测量系统实际用到的阻值为R0,
  而普通的连接的阻值为R0+2xRCu

  这些例子都表明有缺陷的电阻结构或者布线不合理都会导致非常大的误差,对于10毫欧两端子电阻器,铜连接线占了总阻值的24%,甚至很短的
4mm的PCB布线已经使阻值翻倍。电阻材料和铜端子焊接前的结合面清理工艺可以减少端子的附加阻值,但是TCR的影响依然存在。

  如图4描述的实例中,铜的比例小到只有2%(相比前面24%的例子),然而TCR却从接近0升高到80ppm/K。对于这样结构的低阻值电阻
器,如果在在技术文档中只列出合金材料本身的TCR绝对是不可以被接受也是没有价值的。


图4
  四端子连接使得测量系统可以从高可靠性的感测元件直接获取信号

  由电子束焊接的铜-锰镍铜电阻实际上具有这样低的端子阻值,通过合理的布线可以作为两端子电阻使用而接近四端子连接的性能。但是在设计时一定要
注意取样电压的信号连线不能直接连接取样电阻的电流通道上,如果可能的话,最好能够从取样电阻下面连接到电流端子并设计成微带线。

  高负载功率

  因为电阻材料的导热性比铜要差,并且大多数电阻使用厚度在20-150mm之间的蚀刻结构的合金箔,因此无法通过电阻材料到端子散热。解决方案
之一就是用一层薄的导热良好的粘合剂把电阻合金箔粘合到同样有良好导热性的底板材料上(铜或铝)。这种结构可以有效地将热量传导给周围环境,保证了电阻器
具有非常低的热内阻(典型值为10-30K/W)。(ISA-PLAN系列的电阻使用该技术制造,译者注)

  这种结构的电阻可以在非常高的温度下满负荷工作,如图5所示在很高的温度下才出现功率折减;同时,电阻材料的温度可以维持在较低水平,这就可以
有效改善电阻的长期稳定性和因温度而引起的阻值变化。


图5 由于自身的低热内阻,只有在高温下才出现功率折减

  对于使用复合结构的极低阻值的电阻器,电阻合金的横截面积和机械强度很大,所以没必要使用底板,这也就意味着电阻材料具有足够低的热内阻,例如
对于1 毫欧的电阻,热内阻大约10K/W,但是100微欧的电阻,热内阻只有1K/W了。(ISA-WELD系列的电阻使用该技术制造,译者注)

  低电感

  在当今的很多应用中需要测量和控制高频电流,分流器的寄生电感参数也得到了大幅改善。表面贴装电阻器的特殊的低电感平面设计和合金材料的抗磁特
性,金属底板,以及四引线连接都有效降低了电阻器的寄生电感。

  


  然而,电路板上的取样端子和电阻组成了一个环状结构,为了避免其间因电流产生的磁场和外围磁场而形成的感应电压,需要特别
强调要使取样的信号线形成的区域越小越好,最理想的是微带线设计(见图6中的绿线),例如,与
大器
连接的两条取样信号线要设计得尽量靠近或者最好在PCB的不同层面之间平行布线,最差的设计(见图6中的红线)结果是天线效应会远远超
出电阻本身实际电感的影响。



图6
  四端子连接的电路构成一个天线回路,
  对EMI形成的感应电压很敏感


  低阻值

  四引线设计推荐用于大电流和低阻值应用。通常的做法使用锰镍铜合金带直接冲压成电阻器(图7),
但这不是最好的办法。尽管四引线电阻有利于改进温度特性和热电压,但总阻值有时高出实际阻值2到3倍,这会导致难以接受的功率损耗和温升。此外,电阻材料
很难通过螺丝或焊接与铜连接,也会增加接触电阻以及造成更大的损耗。


图7
  用锰镍铜合金带直接冲压成电阻器

  而图8的方法,使用复合材料冲压电阻会大大地减少误差,总阻值的增加会减少到不足10%,设计者也可以使用被认可的铜-铜连接技术进行焊接。


图8
  用复合材料冲压电阻会大大地减少误差

  汽车应用说明

  出于成本和小型化的原因,汽车电子中检测100A以下的电流越来越多地使用SMD封装的精密取样电阻,阻值要求低至300微欧,在汽车电子应用
中,Isabellenhuette公司可以提供SMx,LMx,VMx和BVx系列的产品,所有这些产品都是使用两端子设计和优化的物理结构,选择合理
的PCB布线方式,两引线设计完全可以消除端子和焊点接触电阻的影响并达到四引线的检测精度。

  对于电流检测在燃
油直喷系统,变速箱控制,前灯控制,车窗控制和引擎管理模块中的应用,一个使用铜基板来实现散热和电气连接的合理架构,能够完美地秉承锰镍铜合金的优良特
性,非常高的持续和脉冲功率,低于0.1nH的电感值,5
mW~5W的阻值范围,从1206,2010,2512到2817的标准外形尺寸,0.5~3W的负载能力,高达0.5%的精度,以及低至13
K/W的热内阻。

  两引线设计的倒装系列提供了低至1mW的阻值,当阻值低于3mW时,这种设计不使用基板,对于更高的阻值,绝缘的铝质基板覆盖在上面做为载体和
热传导介质。这个系列的阻值是从1 mW到 0.5W,封装尺寸是2512, 2010,1206和
0805,精度1.0%时,负载从2W到0.25W,热内阻可以低到15K/W。被广泛用于点火控制模块,变速箱控制,发动机管理模块,车窗升降器等。

  典型应用也包括开关电流调节器和有特殊要求的PWM功率控制器,例如,最大工作电流100A的散热器风扇;工作在+140℃的环境温度的风扇;
要求工作在EMV Level
5的电子油泵或者工作效率高达94~98%的电子水泵等应用都要求对马达进行保护,也适合使用表面贴装电阻。用ISA-WELD技术制成的合金电阻,适用
于PCB、DCB、MIS基板或者含引脚支架键合的应用,阻值范围从100mW到4 mW,1%精度下额定功率到5W,热内阻低至2K/W。



  数据采集系统

  汽车电子中有一种应用的需求在不断增加,它需要对数百安甚至上千安培的电流进行大动态,高精度和高分辨率的测量,同时对于毫安级的电流也要求有
极高的测量精度和分辨率,比如乘用车,卡车和混合动力汽车的电池电源管理系统。

  ISA-ASIC就是针对这种应用而推出的解决方案,包括一个完整的4通道的数据采集系统,它具有16比特分辨率和许多特殊的功能,这种完全不
需要补偿的数据转换器,与复合材料制成的低阻值分流器电阻构
成了接近理想的电流传感器。一方面,它可以实时,线性,大动态,高
精度地测量高达1500安的电流,另一方面,在低采样速率情况下,还能达到几毫安的分辨率。
ISA-ASIC只需要±5V/3mA的单电源即可工作,被测信号可以是双极信号甚至可以低于电源电压,除了可以测量电流外,还能同时测量温度和电压。
ISA-ASIC是目前汽车电池和电源管理系统的最佳选择。

  用一只特殊的2mW电阻,ASIC系统能够测量高达10,000A的持续电流,分辨率小于1A,ISA-ASIC的卓越性能远远超越工程师的期
望。

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回忆白色 发表于 2013-5-6 12:06 AM
高端/低端检流电路
  低端检流电路的检流电阻串联到地(图
1),而高端检流电路的检流电阻是串联到高电压端(图2)。两种方法各有特点:低端检流方式在地线回路中增加了额外的电阻,高端检流方式则要处理较大的共
模信号。





  图1 所示的低端检流运放以地电平作为参考电平,检流电阻接在正相端。
运放的输入信号中的共模信号范围为:(GNDRSENSE*ILOAD)。尽管低端检流电路比较简单,但有几种故障状态是低端检流电路检测不到的,这会使
负载处于危险的情况,利用高端检流电路则可解决这些问题。

  高端检流电路直接连到电源端,能够检测到后续回路的任何故障并采取相应的保护措施,特别适合于自动控制应用领域,因为在这些应用电路中通常采用
机壳作为参考地。

  传统高端检流电路

  传统的高端/低端检流方式有多种实现方案,绝大多数基于分立或半分立元件电路。高端检流电路通常需要用一个精密运放和一些精密电阻电容,最常用
的高端检流电路采用差分运放做增益放大并将信号电平从高端移位到参考地(图3):

VO=IRS*RS;R1=R2=R3=R4

利用差分运放构成电流检测电路

  该方案已广泛应用于实际系统中,但该电路存在三个主要缺点:

  1)输入电阻相对较低,等于R1;

  2)输入端的输入电阻一般有较大的误差值;

  3)要求电阻的匹配度要高,以保证可接受的CMRR。任何一个电阻产生1%变化就会使CMRR 降低到46dB;0.1%的变化使CMRR
达到66dB,0.01%的变化使CMRR 达到86dB。高端电流检测需要较高的测量技巧,这促进了高
端检流集成电路的发展。而低端电流检测技术似乎并没有相应的进展。

  采用集成差分运放实现高端电流检测

  采用差分运放进行高端电流检测的电路更便于使用,因为近期推出了许多种集成电路解决方案。集成电路内部包括一个精密运放和匹配度很好的电
阻,CMRR 高达105dB 左右。MAX4198/99 就是这样的产品,它的CMRR 为110dB,增益误差优于0.01%,而且采用小体积的8
  引脚mMAX 封装。

  专用高端检流电路内部包含了完成高端电流检测的所有功能单元,可在高达32V
的共模电压下检测高端电流,并提供与之成比例的、以地电平为参考点的电流输出。需要对电流做精确测量和控制的应用,如电源管理
充电控制,都适合采用这种方案。

  MAXIM

的高端检流运放中所使用的检流电阻放置在电源的高端和被检测电路的电源输入端之间,检流电阻放在高端不给地线回路增加额外阻抗,这项技术提高了整个电路的
性能并简化了布版要求。

  MAXIM 推出了一系列双向或单向电流检测IC,有些双向电流检测IC
内置检流电阻,可检测流入或流出被检电路的电流大小并通过一个极性指示引脚显示电流方向。增益可调的电流检测IC、固定增益(+20V/V,+50V
/V,或+100V/V)电流检测芯片或包括单双比较器的固定增益电流检测IC,都采用小体积封装,如SOT23,可满足对尺寸要求苛刻的应用。图4
是用MAX4173 构成的高端电流检测电路。

用MAX4173 构成的高端电流检测电路

  图中输出电压与检流电阻的关系式为:

 o=RGD*(Iload*Rsense)/RG1)*b 式中b 为镜像电流系数

  上式可进一步简化为: Vo="Gain"*Rsense*Iload;Gain= b*RGD/RG1

  Gain 分别为:20(MAX4173T),50(MAX4173F),100(MAX4173H).

  通过以上计算公式可看出,CMRR 由内部集成检流电路的工艺决定(典型值>90dB),不再受外部电阻的影响。

  采用集成检流电路有以下优点:

  1、器件的一致性好

  2、极好的温漂特性

  3、体积小

  4、低功耗

  5、使用方便

  

  选择检流电阻的注意事项

  检流电阻RSENSE 应根据以下几条原则进行选择:

  1、电压损耗:检流电阻阻值过大会引起电源电压以IR 的数值降低。为了减少电压损耗,应选用小阻值的检流电阻。

  2、精度:较大的检流电阻可以获得更高的小电流的测量精度。这是因为检流电阻上的电压越大,运放的失调电压和输入偏置电流的影响就相对越小。

  3、效率和功耗:当电流较大时,RSENSE 上的功耗I2R
就不能忽略。在考虑检流电阻和功耗时,需要注意这一点。如果允许检流电阻发热,则电阻阻值可大一些。

  4、电感:如果ISENSE 包含大量高频成分,则检流电阻的电感量要很小。线绕电阻的电感最大,金属膜电阻比较好。

  5、成本:如果合适的检流电阻的价格太高,则可采用另一种替代方案(图5)。它采用电路板的印制线作为检流电阻。由于印制板铜线“电阻”并不精
确,电路里需要一个电位器调节满量程电流值。另外,铜线的温漂较大(大约为0.4%/℃),在宽温度范围下工作的系统需要考虑这一点。


采用电路板的印制线作为检流电阻

  可调节的线性电流源

  可调节线性电流源(图6)是利用高端电流检测器构成的一个典型应用电,IC1
  将R1 电流转换成相应比例的电压信号,控制稳压芯片IC2 产生一个稳定的输出电流,D/A 转换器可以提供IOUT 的数字控制。要达到12 BIT
精度(60mA 每LSB)的要求,可使用并行接口的MAX530 或串行接口的MAX531。10 BIT 精度(250mA
每LSB),则可使用并行接口的MAX503 或串行接口的MAX504。

可调节线性电流源

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回忆白色 发表于 2016-4-9 03:30 AM
现代汽车电气系统设计目前正处于有史以来变化
最大的时期之一。从革命性的电动机/发电机混合电推进和“电传操纵”电力传动装置到用于延长使用寿命和提高效率的智能
附件(例如:无带式泵和LED照明)
等等,都被一一集成到新型车辆之中。用户越来越期望拥有自动化车载诊断系统和预测性保养功能,这也促进了各种新式车体和发动机管理系统设计的出现。在许多
此类系统重新设计领域中,一项重要的信息反馈就是特殊负载所使用的电流。电流测量用来分析状态是否正常,为故障保护和控制规则实施提供依据。在这一领域出
现的基本变化是,智能高效的“闭环”设计正在取代过去传统的“开环”系统。
  基本电流检测拓扑

  尽管非接触式电流测量是可以实现,但是这种方法一般需要高成本的仪器或昂贵的电源单元产品,因此在成本和复杂性都允许的情况下才会使用这种方
法。在汽车领域,低成本是关键因素,所以采用检测电阻测量方法是最适合的。串联一个小阻值的检测电阻(毫欧姆量级)到负载上,并在向负载供电时测量电阻上
产生的压降,就可以准确推算出电流值。

6种不同的拓扑

  就开关、负载和检测电阻的串联连接而言,基本上有6种不同的拓扑,如图1(a)至图1(f)所示。这些拓扑可以根据开关相对于负载的位置归类为
高压端开关或低压端开关;以及根据电阻相对于电源轨的位置归类为低压端检测、“浮置”检测或高压端检测。每种方案就某些特定应用而言都有可能是最佳解决方
案。另一种需要考虑的情况是出现故障时,故障视负载特性的不同而有所不同。作为一个经验法则,人们一般会假定,最可能发生的故障是与机架(电气地)相连,
这或者是由扳手触碰带电的裸露端子引起,或者由外皮磨破的电线与接地的金属部件接触引起。在这种情况下,低压端检测具有与生俱来的缺点。在大多数应用中,
图1(c)的配置都是优选拓扑,因为它允许把开关和监视功能集中到一起,同时还可保持较少的连线数。

  现代负载与智能开关

  自从功率MOSFET
件推出以来,设计师们一直将它们视作继电器的潜在替代产品。现代N-MOSFET开关的导通电阻值在一位数毫欧姆范围内,允许使用没有笨拙散热结构的标准
表面贴装技术。目前已经开发出了低价集成电路解决方案,这种方案可提供自含式升压栅极驱动功能。这些电路还采用了快速故障保护机制,这样MOSFET就永
远不会有出现故障的风险。凌力尔特公司的LT1910就是这样的“智能开关”控制
集成电路,该器件利用低阻值高压端电流检测电阻(类似图1(c))检测电路过载,并在发生损害之前关断正在工作的MOSFET。该集成电路一检测到过载情
况,就设置一个警告标记,并周期性地尝试重新启动该负载,直到故障清除为止。尽管这个集成电路本质上只是二进制,但是就用电流检测形成如图2所示的坚固
“闭环”电子继电器解决方案而言,这是一个不错的实例。

智能开关

  实时电流监视

  电流检测除了提供智能开关保护,检测电阻上的信号放大和转换后还允许数字化,并将数字化后的信号作为控制环路的“模拟”反馈信号。电流监视可以实时揭示很多负载的工作特性。例如,电动机消
耗的电流与其扭矩成正比,因此可以推算出轴承摩擦阻力的变化趋势,而且无需另外的传感器
可检测各种起动器的状态。其它负载(如照明)常常是用共用的电源以并联方式驱动的,因此确定某些部分的负载是否在寿命已到时未能开路只是精确度的问题。

用LTC6102将通用电流检测输出连接到模数转换器

  实现上述功能的一个特别简单的集成电路解决方案是电流检测放大器
凌力尔特公司的
LTC6102就是这种集成电路的一个实例,该器件为精确的单向高压端汽车检测而优化。图3显示了一个用LTC6102将通用电流检测输出连接到模数转换器(ADC)
输入的典型电路实例。注意,LTC6102的输出是电流,因此重建负载(R2)可以放置在与该集成电路有一段距离的地方,而不会引入接地环路误差。由于该
集成电路具有极高的精确度,甚至低于毫欧姆的RSENSE值也是实用的,因此热量和电压损耗最小。这个电路中增加的组件D1和R3提供电源反向瞬态保护。
表1列举了一些可用检测放大器及其基本特性。

一些可用检测放大器及其基本特性


  


  采用脉冲调制负载时需考虑的因素

  就采用高频脉冲宽度调制(PWM)技术产生可变性能级别的占空比调制负载来说,在设计电流监视电路时还要考虑其它一些因素。其中主要的一点是响
应时间需要足够快,以在波形的接通部分对故障情况做出响应。另一点是,开关动作不应该对电流读数保真度造成太大干扰。通常情况下,图1(c)配置再次提供
了最佳结果,因为这个电路的阻抗很低,共模问题最小。在期望得到平均负载电流(直流分量)的情况下,可以使用在模拟或数字信号处理(DSP)领域使用的后置滤波来去除与PWM有关的频率分量。平均电源电流
值与负载电流有关是意料之中的事,这个值为主观性效果提供了一个良好的指示,不管是灯的强度还是起动力都一样。

  监视H桥驱动器的电流

  一个H桥式驱动器可以看作是以互补信号工作以产生双向差分输出的一对半桥。每个半桥可以看作是图1(c)单向电路的扩展,即在图1(c)配置上
增加与负载并联的低压端开关。图4显示的是用一个LTC6103组成的电路,这两个器件产生适合直接驱动ADC的差分输出。像这样的电路适用于车窗起落、环境气氛控制等机制中的电
动机,而且无论在哪里,都可完成逆向动作。


一个LTC6103组成的电路

  注意,对于负载接地故障,低压端MOSFET不会受到过大压力,因此监视
高压端的每个半桥就可提供所有需要的信息。负载电流可由两个半桥的单向电流读数差确定。另外,由于有符号数值控制,因此一个高压端开关100%接通时,准
确测量负载电流无需占空比校正。

  结束语

  在现代汽车开发中,电子
驱动功能正在猛增。经济的控制设计虽然需要坚固性,但是增加了以闭环方式监视系统中负载电流的诊断功能。无论驱动器是单端还是H桥型,高压端电流检测都是最实用的实现监视器功能的方
法。LT6100系列提供了丰富的电流检测放大器
择,该系列集成电路可满足多种应用的特定需求,如组成精确度/效率、工作电压、高温工作监视解决方案以及经济实用的高压端监视解决方案。

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yulzhu 发表于 2016-4-9 05:24 AM
如何提高高端分辨率阿???                                                                                                                                                                       
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kenvin.tian 发表于 2016-4-9 07:06 AM
好东西,,学习了                                                                                                                                                                       
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yulzhu 发表于 2016-4-9 08:35 AM
我喜欢这个帖子,我之前在测电流,就采用低端测法,自己用个运放,反向放大,最后发现不准,就没有细细研究,主要是时间来不及,后来就直接改为高端检测了,但是这种高共模运放贵,自己弄吧,不精准,还占面积。。                                                                                                                                                                       
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kenvin.tian 发表于 2016-4-9 09:46 AM
电流方向会变怎么办?????                                                                                                                                                                       
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